Texas Instruments Document
用于空间受限应用的突破性电力传输技术-采用新拓扑结构抵制电源转换的趋势
Introduction to the Series Capacitor Buck Converter
The Technology Behind the World's Smallest 12V, 10A Voltage Regulator-A low profile voltage regulator achieving high power density and performance using a hybrid dc-dc converter topology

减小电源尺寸的方法

由于电源往往是多级运行的,所以减小电源尺寸主要有两种方法

  1. 使用更少的转换级,即如果要实现 VinVout=10\frac{V_{in}}{V_{out}}=10 ,在条件允许的前提下选择 VinVout=10\frac{V_{in}}{V_{out}}=10 的转换级而不是两个 VinVout=5\frac{V_{in}}{V_{out}}=5VinVout=2\frac{V_{in}}{V_{out}}=2 转换级串联的方式。
  2. 减小转换器内的元件体积

基本的Buck结构

基本Buck结构
开关电源的效率并非是理想的开关占空比,首先存在开关损耗,其次电感等元件存在损耗。
因此为了达到较高的开关频率,有两个难点:

  1. 较高开关频率会产生较大的开关损耗,降低效率,虽然在高开关频率下,可以使用较小的电感(电感的大小与开关电源的频率成反比);
  2. 难以控制每个脉冲的开始时间接通时间

改进的Buck设计用于适应高频

改进Buck结构
在此Two Phase Buck Converter的控制中,Q1aQ_{1a}Q2aQ_{2a}同一信号A控制,Q1bQ_{1b}Q2bQ_{2b}另一信号B控制,那么在整个控制过程中,共有四种状态。
Phase AB 波形
那么产生的电流流动方向如下所示
四种模式电流方向
在 ① 的时间内,Phase A处于高电平时期,Q1aQ_{1a}导通,Q2aQ_{2a}断开,CinC_{in}被充电,LaL_{a}的电流增加,电流从VinV_{in}经过CinC_{in}LaL_{a}流至VoutV_{out};Phase B处于低电平时期,Q1bQ_{1b}断开,Q2bQ_{2b}导通,LbL_{b}放电,电流减小,电流从地经过Q2bQ_{2b}经过LbL_{b}流至VoutV_{out}

在 ② 和 ④ 的时间内,Phase A处于低电平时期,Q1aQ_{1a}断开,Q2aQ_{2a}导通,LaL_{a}放电,电流减小,电流从地经过Q2aQ_{2a}经过LaL_{a}流至VoutV_{out};Phase B处于低电平时期,Q1bQ_{1b}断开,Q2bQ_{2b}导通,LbL_{b}放电,电流减小,电流从地经过Q2bQ_{2b}经过LbL_{b}流至VoutV_{out}

在 ③ 的时间内,Phase A处于低电平时期,Q1aQ_{1a}断开,Q2aQ_{2a}导通,LaL_{a}放电,电流减小,电流从地经过Q2aQ_{2a}经过LaL_{a}流至VoutV_{out};Phase B处于高电平时期,Q1bQ_{1b}导通,Q2bQ_{2b}断开,CinC_{in}放电,LbL_{b}电流增加,电流从CinC_{in}经过Q1bQ_{1b}LbL_{b}流至VoutV_{out}

因此可以绘制出电容CinC_{in}LaL_{a}LbL_{b}的电流波形图:
电流波形图

输出电压

如果假设 Phase A和 Phase B 的占空比为DD,那么可以得到Steady-State Equations

{LadILadt=DVinDVCin_RMSVOLbdILbdt=DVCin_RMSVOCindVCindt=DIaDIbCoutdVCoutdt=ILaILb\begin{cases} L_a\frac{dI_{L_a}}{dt}=DV_{in}-DV_{C_{in}\_RMS}-V_O\,\, ① \\ \\ L_b\frac{dI_{L_b}}{dt}=DV_{C_{in}\_RMS}-V_O\,\, ② \\ \\ C_{in}\frac{dV_{C_{in}}}{dt}=DI_a-DI_b\,\, ③ \\ \\ C_{out}\frac{dV_{C_{out}}}{dt}=I_{L_a}-I_{L_b}\,\, ④ \\ \end{cases}

由于我们设定的是静态,所以对于方程①-④的左半部分即导数部分全部都是0。
以①-②可得,

VCin_RMS=Vin2V_{C_{in}\_RMS}=\frac{V_{in}}{2}

很明显D50%D\leqslant50\%,因此

VO=DVin2Vin4V_O=\frac{DV_{in}}{2}\leqslant\frac{V_{in}}{4}

纹波

假设L=La=LbL=L_a=L_b,电感峰值电流纹波

ΔiL=VO(1D)Lf=VO(12VOVin)Lf\varDelta i_L=\frac{V_O\left( 1-D \right)}{Lf}=\frac{V_O\left( 1-2\frac{V_O}{V_{in}} \right)}{Lf}

而一般情况下的Buck,电感峰值电流纹波为

ΔiL,Buck=VO(1D)Lf=VO(1VOVin)Lf\varDelta i_{L, Buck}=\frac{V_O\left( 1-D \right)}{Lf}=\frac{V_O\left( 1-\frac{V_O}{V_{in}} \right)}{Lf}

很明显,在输出相同电压的情况下,拥有电容的两相Buck的纹波更小。

开关损耗

根据文献所反馈的数据,Two Phase Buck Converter with Series Capacitor这种结构的Buck其开关损耗更小。
因为开关损耗与开关频率呈近似线性关系,与电压成平方关系。所以究其原因,由于输入电容CinC_{in}的电压为Vin2\frac{V_{in}}{2},减少了由于开关电流和电压的重叠和开关输出寄生电容的损耗。

多相平衡-电感电流平衡

得益于输入电容的平衡,多相的电流也得以平衡。
假设从平衡态扰动,使ILaI_{L_a}电流大于ILbI_{L_b},那么对于电容来说,其两端的电压也随之增大;但是电容两端电流的增大,使LbL_b所在的支路电流增大,电容上的电压下降比平衡态更多;由于占空比不变,电容在LaL_a支路上的充电结束电压降低,ILaI_{L_a}电流降低,最后逐渐趋于平衡。

总结

Two Phase Buck Converter with Series Capacitor的结构,引入的电容相当于产生了另一相位的DC电压源。使电感的电流纹波降低,同时减小了开关损耗,使开关频率的进一步提高成为可能。

但是很明显,该结构的 VOVin\frac{V_O}{V_{in}}很低,不会高于25%,因此不适合Low-Dropout输出;同时因为引入了电容,所以输出电流的大小和开关频率也会受到电容的容值和工艺`的限制。